单相PWM整流器IGBT及直流侧电容故障诊断方法

电 工 技 术 学 报

TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY

Vol.34 Sup.1

Jun. 2019

DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L80029

单相PWM整流器IGBT及直流侧

电容故障诊断方法

刘建强1 刘传铎1 王轶欧2 刘小虎1 齐洪峰2

（1. 北京交通大学电气工程学院 北京 100044 2. 中车工业研究院有限公司技术研究部 北京 100070）

摘要 单相PWM整流器是列车牵引变流器的重要组成部分，主要由IGBT、直流侧电容两大关键部件组成，其运行状态对列车的安全运行至关重要。针对单相PWM整流器IGBT故障时输入电流畸变特性，提出基于小波变换和D-S证据理论相结合的IGBT故障诊断方法；针对直流侧电容等效电路的阻抗特性，提出基于等效串联电阻（ESR）的直流侧电容故障诊断方法。搭建单相PWM整流器仿真模型和实验平台，分别对所提出的IGBT及直流侧电容故障诊断方法进行仿真和实验研究。仿真和实验结果相符，验证了所提出的IGBT及直流侧电容故障诊断方法的正确性和有效性。

关键词：单相PWM整流器 IGBT 直流侧电容 小波变换 D-S证据理论 等效串联电阻 中图分类号：TM461.5

Fault Diagnosis Method for IGBT and DC-Link Capacitor of

Single-Phase PWM Rectifier

Liu Jianqiang1 Liu Chuanduo1 Wang Yiou2 Liu Xiaohu1 Qi Hongfeng2

（1. School of Electrical Engineering Beijing Jiaotong University Beijing 100044 China

2. Technical Research Department CRRC Industry Research Institute Co. Ltd

Beijing 100070 China）

Abstract Single-phase PWM rectifier is an important part of the train traction converter, which is mainly composed of IGBT and DC-link capacitor, their running status are crucial to the safe operation of the train. Aiming at the current distortion characteristic of single-phase PWM rectifier with IGBT fault, this paper presented an IGBT fault diagnosis method based on wavelet transform and D-S evidence theory. Aiming at the impedance characteristic of the DC-link capacitor equivalent circuit, this paper presented a DC-link capacitor fault diagnosis method based on equivalent series resistance (ESR). The simulation model and a test platform of single-phase PWM rectifier were built, to simulate and test the proposed fault diagnosis method. The experimental results were consistent with the simulation results, verifying the correctness and validity of the proposed fault diagnosis methods.

Keywords：Single-phase PWM rectifier, IGBT, DC-link capacitor, wavelet transform, D-S evidence theory, equivalent series resistance

国家重点研发计划资助项目（2017YFB1201304-09）。 收稿日期 2018-05-31 改稿日期 2018-12-13

第34卷增刊1

刘建强等 单相PWM整流器IGBT及直流侧电容故障诊断方法 245

0 引言

我国铁路建设迅速发展，列车的运营安全备受关注。单相PWM整流器是列车牵引变流器的重要组成部分，一旦出现故障，将影响列车的安全运行，上提出了基于等效串联电阻的直流侧电容故障诊断方法。通过搭建单相PWM整流器仿真模型和实验平台，分别对所提出的故障诊断方法进行了仿真和实验研究，结果相符，验证了本文所提出故障诊断如何对其进行在线智能故障诊断是一个值得深入研究的重要问题。单相PWM整流器主要由IGBT、直流侧电容两大关键部件组成。IGBT故障包括短路故障和开路故障[1]。IGBT短路会引发过电流，根据过电流能快速诊断出该故障；IGBT开路不会引发大幅过电流或过电压、欠电压等明显现象，诊断和保护相对较难。因此本文对单相PWM整流器IGBT的故障诊断即是对IGBT单管开路进行故障诊断。

针对单相PWM整流器IGBT故障诊断方法，主要有电流诊断法、电压诊断法等。文献[2]对三相整流器IGBT故障后的三相电流正、负半波功率进行归一化处理，依据得到的特征值进行故障相定位，但该方法在轻载情况下误差较大。文献[3]对三相电流进行Park变化，依据Park矢量的模和相位作为故障特征进行IGBT开路故障诊断，但该方法在轻载或负载突变时会引起误诊断。文献[4-6]利用开关管故障前后输出电压、导通电阻、导通压降、门极电压等故障特征进行开关管的故障诊断，但该方法需额外添加信号采集点，增加了硬件设备成本。针对直流侧电容故障诊断方法，主要有直接测量法、故障特征量辨识法等。文献[7-8]采用Agilent 4263B、Agilent 4294等LCR表测量电容等效串联电阻和电容量评判电容状态，但该方法显著增加了硬件设备成本且难以进行在线诊断。文献[9]指出电容等效串联电阻与电容外壳温度呈指数关系，根据电容外壳温度值计算电容等效串联电阻（Equivalent Series Resistance, ESR）来评估电容状态，但该方法限定了电容的应用环境温度。文献[10-11]在Buck电路一个开关周期内采样某两个特定时刻的电容电压值，计算获取C值以及ESR值，但是此方法仅适用于连续导通模态下的Buck电路。文献[12-13]通过提取特定谐波电压、谐波电流计算ESR值评估电容状态，但该方法未分析负载功率、开关频率对参数辨识精度的影响。

本文针对单相PWM整流器IGBT故障诊断，分别对小波变换、D-S证据理论进行了论述，在此基础上提出了基于小波变换和D-S证据理论相结合的IGBT故障诊断方法；针对直流侧电容故障诊断，对电容等效电路的阻抗特性进行了分析，在此基础

方法的正确性和有效性。

1 故障诊断方法

1.1 基于小波变换和D-S证据理论的单相PWM整

流器IGBT故障诊断方法

1.1.1 单相PWM整流器IGBT故障诊断机理

单相PWM整流器S1管故障前后输入电流流向如图1所示。定义输入电流is参考方向参见图1。当S1管开路时，若is为正，电流可经VD1、VD4续流，不影响整流器正常工作。若is为负，则VD1无法续流，此时整流器无法正常运行，具体工作状态分析如下。

（a）开关信号使能S1，S1正常 （b）开关信号使能S1，S1故障

（c）开关信号使能S1、S4，S1正常 （d）开关信号使能S1、S4，S1故障图1 单相PWM整流器S1管故障前后输入电流流向 Fig.1 The input current flow diagram with S1 tube failure

before and after of single-phase PWM rectifier

当开关控制信号使S1管导通时，电流经S1、VD3流通，如图1a所示。输入电压us直接加在电感Ls上，对电感Ls充电，电流is幅值增大，电感Ls存储能量；当开关控制信号不变而S1故障时，由于电感电流不能突变，则输入电流通过二极管VD2和VD3续流，如图1b所示，输入电压和电感Ls向负载供电，电流is幅值减小。

当开关控制信号使S1、S4导通时，电流经S1、S4流通，如图1c所示。输入电压和直流侧电容均向电感Ls充电，电流is幅值增大，电感Ls存储能量；当开关控制信号不变而S1故障时，

由于电感电流不

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电 工 技 术 学 报 2019年6月

能突变，输入电流只能通过S4、VD2续流，如图1d所示。此时只有输入电压us加在电感Ls上，电感Ls充电，因此电流is幅值相对正常状态减小，电感Ls储能量减小。

综上所述，当S1故障时，输入电流is正值部分不受影响，负值部分幅值减小，单相PWM整流器S1管故障时输入电流波形如图2所示。其余开关管故障情况分析类似。因此，当单相PWM整流器IGBT发生故障时，输入电流产生畸变，此特性跟负载功率无关，基于单相PWM整流器输入电流畸变特性可进行IGBT故障诊断。

图2 单相PWM整流器S1管故障时输入电流波形 Fig.2 The input current waveform of single-phase PWM

rectifier when S1 tube failure

1.1.2 小波变换

小波变换是近年来在信号分析处理中迅速发展起来的新理论，能够将不同频率组成的混合信号分解成不同频率的块信号，具有良好的时频特性[14]。

设信号f (x)的离散采样序列为f (n)，n=1,2,⋅⋅⋅,N，若以f (n)表示信号在尺度j =0时的近似值，记为a0(n)=f(n)，则f (x)的离散二进小波分解[15-16]为

n

aj+1(n)=

h(n−m)aj(m) （1）

m∑

∈Z

n

dj+1(n)=

−m)aj(m) （2）

m∑g(n∈Z

式中，h(n)和g(n)分别为小波函数的低通和高通滤波器分解系数，长度为M；aj(n)和dj(n)分别为信号在尺度j上的近似部分和细节部分。

单支重构是指仅利用一个小波细节的小波系数进行信号重构，令其他小波细节及小波近似部分全为零。在Mallat算法的推导中，输入序列是有限长的，此时滤波器系数与输入序列卷积时就会出现轮空现象，在进行小波单支重构前有必要对原始信号进行边界延拓，减少边界误差。本文采用对称延拓对原始信号进行边界延拓，即

⎧f(−n−1)

−(M−1)≤n＜0f′(n)=⎪

⎨f(n)

0≤n≤N−1（3）

⎪

⎩f(2N−n−1)

N−1＜n≤N+M−2

根据对称延拓获得的新数据样本，采用Mallat算法进行小波分解后再进行单支重构，即

⎧

∑

n⎪di′−1(n)=

g⎪r(n−m)di(m)i=j且j＞1⎪k=n−(M−1)⎨n⎪d′(n=−′ ⎪

i−2

)∑

hr(nm)di−1(m)2＜i＜jk=n−(M−1)⎪⎩Dj

(n)=d1′(n)

（4）

式中，Dj(n)为重构信号系数；gr(n)、hr(n)分别为小

波函数的低通和高通滤波器重构系数；di′(n)为小波单支重构过程参数，本文采用db4小波，M=8。 1.1.3 D-S证据理论

D-S证据理论是一种常用的融合算法，可以明确地区分和处理信息的不确定性和不准确性，被广

泛应用于专家系统、模式识别、目标分类、经济决策、安全评估和故障诊断等多个领域[17]。

识别框架是D-S证据融合理论的基本要素，对于一个问题，其所有可能出现的结果构成的有限集合称为识别框架，用Θ表示[18]，即

Θ={θ1,θ2,󰀢,θi,󰀢,θn} （5）

式中，θi代表Θ中第i个元素，θi满足两两互斥关系，并且Θ中的每一个元素θi都对应一个问题结果。 当给定识别框架Θ后，定义集函数m′：2Θ→

[0, 1]，且m′满足

⎧⎪m′(φ)=0⎨

（6）

⎪⎩∑

m′(A)=1

A∈2Θ 式中，φ为空集；A为该识别框架下的一个焦元；

m′(A)为在该框架下对焦元A的信任程度，称m′(A)

为基本概率分配函数（Basic Probability Assignment, BPA），也可以称为mass函数。

给定识别框架Θ下两个基本概率分配函数m1、m2，其对应的焦元分别为A1, A2,…, An和B1, B2,…, Bn，则定义融合规则[19]为

m12(Cl)=m1(Ai)⊕m2(Bj)

⎧⎪∑

m1(Ai)m2(Bj)=⎪⎨

Ai∩Bj=Cl

CΘ ⎪

1−Kl≠φ,Cl∈2⎪⎩0

Cl=φ（7）

第34卷增刊1

刘建强等 单相PWM整流器IGBT及直流侧电容故障诊断方法 247

K=

Ai∩Bj=φ∑

m1(Ai)m2(Bj) （8）

式中，下标i为监控信号的数量，i=1,…, n；j为信号的分解尺度数；k为信号的采样点数。

（2）小波奇异值和小波奇异度

奇异值分解理论[20]中，设定A为m×n维矩阵，式中，Cl为焦元Ai和Bj的交集部分。式（7）称为经典融合规则，其中i、j、l分别为相应焦元的序号，m1⊕m2称为m1和m2的正交和。

1.1.4 单相PWM整流器IGBT故障诊断方法

单相PWM整流器IGBT在运行过程中发生开路故障时，无法进行正常开通、关断，导致单相PWM整流器输入电流产生畸变。基于单相PWM整流器输入电流畸变特性，提出小波变换和D-S证据理论相结合的单相PWM整流器IGBT故障诊断方法，具体实现步骤如下。

1）设定D-S证据理论识别框架

令单相PWM整流器IGBT故障诊断识别框架为Θ′，即

Θ′={α1,α2} （9）

式中，元素α1为输入电流前半周期故障特征；元素

α2为输入电流后半周期故障特征。

2）设定证据体及其基本概率分配函数 证据体是进行证据融合的信息来源，本文采用小波能量值和小波奇异值作为单相PWM整流器IGBT故障诊断的证据体。确定了证据体后，需要在设定的识别框架下，为每个证据体分配合适的基本概率分配函数来表征证据体对识别框架中各元素的特征描述，即小波能量度和小波奇异度。具体定义如下：

（1）小波能量值和小波能量度

通过分析监控信号在各频段上的能量特征，以小波单支重构系数为基准对信号进行能量表征，最终以一个能量值来反映信号能量的强弱。

对监控信号进行小波分解和单支重构，设E1, E2,…, Em分别为信号在m个尺度上的小波能量值，令mei为小波能量值的基本概率分配函数，定义为小波能量度，表征信号能量的强弱程度，即

∑

l,m

Ej=

D2

j(k) （10）

k=1,j=1

m

WEj

i=

∑m

（11）

j=1

mW2

ei=

i

W （12）

12

+󰀢+Wn

2

通过奇异值分解可得A=UΛVT。其中，U和V分别是m×m维和n×n维正交矩阵；Λ 是对角矩阵，Λ= diag(λ1 λ2 … λl)，将其不小于0的对角元素按照降序排列，代表A的奇异特征值，其中l=min(m,n)。

发生故障时，故障信号与非故障信号在经过小波分解和单支重构后，通过奇异值分解获得对角矩阵，其对角元素即为小波奇异值，故障信号的各奇异特征值与非故障信号的奇异特征值差异较大。设

Λi=diag(λ1 λ2 … λl)为分析的第i个信号的奇异值特征矩阵，令msi为小波奇异值的基本概率分配函数，定义为小波奇异度，即

∑l

λt

Zi=t=1

l （13）

mZsi=

i2

Z （14）

12+󰀢+Zn

2

式中，t为奇异值特征矩阵元素数。

3）诊断决策

诊断决策是使用多证据体进行信息融合的判断准则。证据理论只是为判断、决策提供一种信息处理手段，它本身并不提供决策规则，即证据理论具有将不同的物理量信息作推理性整合，从而得到对应于识别框架中各个元素的可能性，该可能性的大小通过具体的概率值的形式表征，而不具备决策能力。决策是决策者根据被解决问题，对证据融合的结果制定一套合理的判断准则，从而根据证据融合结果做出决策判断的过程。

根据D-S证据融合理论分别对采集的信号进行小波能量度和小波奇异度证据融合后，若要判定有故障发生，则融合结果m(j)满足

m(j)=min{m(i)}i=1,󰀢,n （15）

1,|m(j)−m(i)|＞εi=󰀢,n且i≠j （16）

式中，ε 为故障阈值。式（15）和式（16）代表某

个采集信号证据融合结果比其他信号都要小，且与其他信号融合结果的差值都要大于故障阈值ε 时，可判定有故障发生。故障阈值可以从诊断的灵敏度

和准确率两方面综合考虑进行设定，阈值ε 设置的越大，“故障”状态的认定越严格。

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1.1.5 单相PWM整流器IGBT故障诊断流程

根据单相PWM整流器IGBT的故障诊断方法，可以得到单相PWM整流器IGBT故障诊断流程如图3所示。

图3 单相PWM整流器IGBT故障诊断流程 Fig.3 The fault diagnosis process of single-phase PWM

rectifier’s IGBT

首先采集单相PWM整流器输入电流数据，将采集的电流数据等分为前后两段数据，通过db4小波对前后两段数据进行小波6层分解和单支重构。然后基于小波能量值和小波奇异值计算小波能量度和小波奇异度故障特征。由于故障特征的差异可能造成诊断结果有所偏差，为保证故障诊断结果准确，避免误诊，采用D-S证据理论进行证据融合，再借助故障电流均值进行故障定位：均值大于0，可判定单相PWM整流器对管的S1或S4故障；均值小于0，可判定单相PWM整流器对管的S2或S3故障。由此可得开关管故障定位和状态变量之间的关系见表1。

表1 开关管故障定位和状态变量关系表

Tab.1 The relationship table of switch tube fault location

and state variable

状态变量

故障管

证据融合结果

故障电流均值

S1或S4 大于阈值 ＞0 S2或S3

大于阈值

＜0

1.2 基于等效串联电阻直流侧电容故障诊断方法 1.2.1 电解电容等效电路阻抗特性

在列车牵引变流器中，电解电容因其成本低、容量大，被广泛应用于电能的储存、变换，但其发生故障概率较大。电解电容使用一段时间后，电解液的体积会大幅减小并变稠，导致其电阻率产生较大幅度的上升；另外，由于电解液损耗过多，导致不能与凹凸不平的阳极金属氧化膜紧密接触，两者之间的接触面积减小，进一步促使电容器性能下降。

长此以往，电解电容将很快丧失它的性能。电解电容器本身存在许多非理想特性，可以通过附加寄生元件来表征。为了分析方便，可以得到如图4所示电解电容简化的等效电路模型[21]。ESR为等效串联电阻，C为等效串联电容，ESL为等效串联电感。

图4 电解电容简化的等效电路

Fig.4 The simplified equivalent circuit diagram of

aluminum electrolytic capacitor

根据图4电解电容等效电路，可推导出电容等

效电路的阻抗表达式为

2Z=ESR2+⎛⎜⎝ESL⋅ω−1⎞Cω⎟⎠ （17）

式中，Z为电容阻抗；ω 为电容工作频率。

根据式（17）得到电解电容阻抗伯德图如图5所示。

图5 电解电容阻抗伯德图

Fig.5 The impedance Bode diagram of aluminum

electrolytic capacitor

图5中，ω1为电容的实际电容量与等效串联电阻的交接角频率，ω2为等效串联电阻与等效串联电感的交接角频率，即

ω1

1=

C⋅ESR （18）

ωESR2=ESL

（19）

根据电解电容阻抗伯德图可知，电容阻抗可分

为三个阶段：①0＜ω＜ω1，电容实际电容量占据电容阻抗的主导；②ω1＜ω＜ω2，电容等效串联电阻占据电容阻抗的主导；③ω2＜ω，电容等效串联电感占据电容阻抗的主导。对于电解电容，通常情况下ESL为nH级，ESR为mΩ 级，可推测ω2大概在106rad/s级，且电解电容的工作频率较低，因此可忽略电容等效串联电感ESL的影响，得到电容的RC等效电路如图6所示。

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刘建强等 单相PWM整流器IGBT及直流侧电容故障诊断方法 249

图6 电解电容的RC等效电路

Fig.6 The RC equivalent circuit diagram of aluminum

electrolytic capacitor

因此，可根据电解电容的实际电容量或等效串联电阻两个特征参数进行电解电容的故障诊断。根据电容手册和文献[22-23]，当实际电容量减小20%或等效串联电阻增大2倍时，可判定电容失效。 1.2.2 直流侧电容故障诊断方法

根据电解电容的RC等效电路，得到其阻抗为

2Z=ESR2+⎜1RC

⎛⎞⎝Cω⎟⎠ （20）根据电解电容的RC等效电路阻抗表达式，结合1.2.1节分析的电解电容等效电路的阻抗特性，得出直流侧电容实际电容量C和等效串联电阻ESR可根据电容两端电压和电流的不同频率谐波分量推导得到，即

1

2πf=(XVfC)fmC

m=Zfm=mI （21）fmESR=Zfn=

VfnI （22）fn

式中，fm、fn分别为不同的谐波频率（0＜fm＜f1，f1＜fn＜f2)；XC为电解电容实际电容量C的等效电容阻抗；Zfm、Zfn分别为对应谐波频率下电容阻抗；

Vfm、Ifm分别为频率为fm的电容两端电压、流入电

容电流；Vfn、Ifn分别为频率为fn的电容两端电压、流入电容电流。

根据电容阻抗伯德图可知，推导电容实际电容量C使用的谐波分量频率成分越低，测量的结果越准确。通常情况下，使用的是电源的二倍频谐波分量，但是在某些含有二次滤波电路的系统中，将会造成测量的误差。为避免该问题出现，本节采用等效串联电阻（ESR）进行电容的故障诊断，这也是目前国内外学者用来评估电容健康状态最常用的故障特征参数[24-25]。

如果PWM整流器直流侧采用薄膜电容，同样可依据其物理结构得到RC等效电路模型，因此也可根据等效串联电阻进行薄膜电容故障诊断，只不过薄膜电容的等效电感与等效串联电阻值要比电解电容小得多。

1.2.3 直流侧电容故障诊断流程

根据直流侧电容故障诊断方法，可以得到直流

侧电容故障诊断流程如图7所示。

图7 直流侧电容故障诊断流程

Fig.7 The fault diagnosis process of DC-link capacitor

首先采集电容两端的电压和电流，分别做FFT分析，提取不同频率下的谐波电压和谐波电流分量，计算等效串联电阻，通过改变负载功率和开关频率，对比分析电容等效串联电阻的测量精度，根据对比分析结果，确定可利用特定频率谐波电压和谐波电流分量计算等效串联电阻，最后依据有效的特定频率谐波分量计算等效串联电阻评判电容健康状态。2 仿真研究

使用Matlab仿真软件搭建单相PWM整流器仿

真模型，其主电路如图8所示，采用准比例谐振

（Proportional Resonance, PR）控制。

图8 单相PWM整流器主电路

Fig.8 The main circuit of single-phase PWM rectifier

仿真中，设置单个电容的电容量为8 200μF，ESR=12mΩ，可以得到直流侧电容等效电容量C= 8 200×2/3=5 466.67μF，ESR=12×3/2=18mΩ。具体仿真参数见表2。

2.1 单相PWM整流器IGBT仿真研究

以负载功率P=3kW为例，在某时刻封锁IGBT脉冲模拟IGBT开路故障，然后根据单相PWM整流器IGBT故障诊断流程进行单相PWM整流器IGBT故障诊断。仿真中单相PWM整流器IGBT故障阈值ε =0.4。根据故障发生时间，单相PWM整流器IGBT仿真分为故障发生前、故障发生时、故障

250

电 工 技 术 学 报 2019年6月

表2 单相PWM整流器仿真参数

Tab.2 The simulation parameters of single-phase

PWM rectifier

参 数

数 值 单相PWM整流器输入电压us/V 220 单相PWM整流器开关频率frec/Hz

1 250 中间直流侧电压Udc/V

540 等效电容C/μF

5 466.67 ESR/mΩ

18

发生后三种情况。故障发生时和故障发生后的仿真以S1管、S2管故障为例，图9～图11分别为IGBT正常时、故障时和故障后输入电流仿真波形。

图9 单相PWM整流器IGBT正常时输入电流波形 Fig.9 The input current waveform of single-phase PWM

rectifier when IGBT is normal

（a）S1管故障时

（b）S2管故障时

图10 单相PWM整流器IGBT故障时输入电流波形 Fig.10 The input current waveforms of single-phase

PWM rectifier when IGBT is failure

（a）S1管故障后

（b）S2管故障后

图11 单相PWM整流器IGBT故障后输入电流波形

Fig.11 The input current waveforms of single-phase

PWM rectifier after IGBT failure

根据单相PWM整流器IGBT发生故障时的仿真结果，通过采集一个周期的输入电流数据，结合单相PWM整流器IGBT故障诊断流程，得到单相PWM整流器IGBT故障时证据融合结果见表3。

表3 单相PWM整流器IGBT故障时证据融合结果 Tab.3 Fusion results when IGBT failure of single-phase

PWM rectifier

开关管开路故障时

故障特征 前半周期 后半周期小波能量度

0.498 3 0.501 7 无故障 小波奇异度 0.498 0 0.502 0 证据融合 0.496 3 0.503 7 小波能量度

0.857 8 0.142 2 S1 小波奇异度 0.688 9 0.311 1 证据融合 0.930 4 0.069 6 小波能量度

0.054 2 0.945 8 S2 小波奇异度 0.220 4 0.779 6 证据融合 0.015 9 0.984 1 小波能量度

0.049 7 0.950 3 S3

小波奇异度 0.228 3 0.771 7 证据融合 0.015 2

0.984 8

小波能量度

0.8528 0.1472 S4

小波奇异度 0.6758 0.3242 证据融合

0.9235 0.0765

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刘建强等 单相PWM整流器IGBT及直流侧电容故障诊断方法 251

从表3可知，当单相PWM整流器IGBT正常时，前后半周期证据融合结果接近，根据诊断决策可判定无故障发生；当单相PWM整流器IGBT故障时，前后半周期证据融合结果相差较大，差值大于阈值0.4，根据诊断决策可判定有IGBT故障，再根据故障相电流均值正负可进一步定位故障对管。

根据单相PWM整流器IGBT故障后的仿真结果，通过采集一个周期的输入电流数据，结合单相PWM整流器IGBT故障诊断流程，得到单相PWM整流器IGBT故障后证据融合结果见表4。

表4 单相PWM整流器IGBT故障后证据融合结果 Tab.4 Fusion results after IGBT failure of single-phase

PWM rectifier

开关管开路故障后

故障特征 前半周期 后半周期 小波能量度

0.907 6 0.092 4 S1

小波奇异度0.681 0 0.319 0 证据融合 0.954 5 0.045 5 小波能量度

0.092 8 0.907 2 S2

小波奇异度0.319 4 0.680 6 证据融合 0.045 8 0.954 2 小波能量度

0.087 8 0.912 2 S3

小波奇异度0.314 6 0.685 4 证据融合 0.042 3 0.957 7 小波能量度

0.912 2 0.087 8 S4

小波奇异度0.685 5 0.314 5 证据融合

0.957 7

0.042 3

从表4可知，当单相PWM整流器IGBT故障后，前后半周期证据融合结果相差较大，差值大于阈值0.4，根据诊断决策可判定有IGBT故障，再根据故障相电流均值正负可进一步定位故障对管。 2.2 直流侧电容仿真研究

直流侧电容仿真模型采用RC等效电路，模型中电容的等效电容量C=5 466.67μF，等效串联电阻ESR=18mΩ，因此设定直流侧故障电容参数为C= 4 373.34μF，ESR=36mΩ。由电容正常时仿真参数推导得到电容RC等效电路的交接频率为

f1=

ω12π

=

1

2πRC

=1617.43Hz （23） 仿真中设置P=6kW，开关频率frec=1 250Hz，无二次滤波电路。通过模拟设置电容RC等效电路故障参数，与电容正常时进行仿真对比研究。图12、图13分别为直流侧电容正常和故障情况下的电压电流仿真波形。

（a）电容电压波形

（b）电容电流波形

（c）电容电压FFT分析波形

（d）电容电流FFT分析波形

图12 无二次滤波电路电容正常时电压电流波形及其

FFT分析波形（ESR=18mΩ, C=5 466.67μF） Fig.12 The waveforms and FFT waveforms of capacitor voltage and current when capacitor is normal without secondary filter circuit（ESR=18mΩ, C=5 466.67μF）

252

电 工 技 术 学 报 2019年6月

（a）电容电压波形

（b）电容电流波形

（c）电容电压FFT分析波形

（d）电容电流FFT分析波形

图13 无二次滤波电路电容故障时电压电流波形及其

FFT分析波形（ESR=36mΩ, C=4 373.34μF） Fig.13 The waveforms and FFT waveforms of capacitor

voltage and current when capacitor failure without secondary filter circuit（ESR=36mΩ, C=4 373.34μF） 根据直流侧电容仿真模型，分别在有无二次滤波电路的条件下改变负载功率P、开关频率frec，得到不同工况下的仿真统计结果分别见表5～表8。

表5 有二次滤波电路电容正常时等效串联电阻测量

统计结果（ESR=18mΩ, C=5 466.67μF） Tab.5 ESR measurement results when the capacitor is

normal with secondary filter circuit

f等效串联电阻ESR /mΩ

rec/HzP/kW2frec误差(%) 4frec 误差(%) 6frec

误差(%)1 2506 21.4219 18.75 4.17 18.573.171 2503 21.4519.17

19.01

5.61

18.76

4.22

8frec

误差(%) 10frec 误差(%) 12frec误差(%)5006 19.65

9.17

18.99 5.5 18.49

2.72

表6 有二次滤波电路电容故障时等效串联电阻测量

统计结果（ESR=36mΩ, C=4 373.34μF） Tab.6 ESR measurement results when the capacitor

failure with secondary filter circuit

f等效串联电阻ESR/mΩ

rec/Hz

P/kW

2frec

误差(%) 4frec 误差(%) 6frec误差(%)1 2506 38.84

7.36.75 2.08 36.330.921 2503 38.797.75

36.39

1.08

36.1

0.28

8frec

误差(%) 10frec 误差(%) 12frec误差(%) 5006 37.53

4.25

36.36 1 36.46

1.28

表7 无二次滤波电路电容正常时等效串联电阻测量

统计结果（ESR =18mΩ, C=5 466.67μF） Tab.7 ESR measurement results when the capacitor is

normal without secondary filter circuit

f/mΩ rec/HzP/kW

等效串联电阻ESR2frec

误差(%) 4frec 误差(%) 6frec

误差(%)1 2506 21.4219 18.83 4.61 18.442.441 2503 21.4419.11

19.13 6.28 18.27

1.5

8frec

误差(%) 10frec 误差(%) 12frec误差(%)500

6 19.77

9.83

19.05 5.83 18.68

3.78

表8 无二次滤波电路电容故障时等效串联电阻测量

统计结果（ESR=36mΩ, C=4 373.34μF） Tab.8 ESR measurement results when the capacitor

failure without secondary filter circuit

f等效串联电阻ESR/mΩ

rec/HzP/kW2frec误差(%) 4frec 误差(%) 6frec误差(%)1 2506 38.827.8336.98 2.72 36.220.611 2503 38.777.69

36.55

1.53

36.59

1.

8frec

误差(%) 10frec 误差(%) 12frec误差(%) 5006 36.92

2.56

37.11 3.08 36.76

2.11

第34卷增刊1

刘建强等 单相PWM整流器IGBT及直流侧电容故障诊断方法 253

从表5～表8可知，在不同负载功率P、不同开关频率frec、有无二次滤波电路情况下，随着谐波分量频率越大，测量误差越小。当采用5kHz及以上一定范围内的谐波电压和谐波电流分量推导等效串联电阻时，测量误差在10%以内，精度较高。依据此方法得出的直流侧ESR与失效阈值进行对比，实现对直流侧电容的状态监测。因此，可以验证基于谐波电压和谐波电流推导等效串联电阻进行电容故障诊断的方法的正确性和有效性。本文采用5kHz及以上一定范围内的谐波电压和谐波电流分量推导等效串联电阻来表征电容所处的状态，其他系统直流侧电容串联电阻的推导需根据其具体参数及阻抗特性选择合适的谐波分量。

3 实验研究

为了进一步验证基于小波变换和D-S证据理论相结合的单相PWM整流器IGBT故障诊断方法，与基于等效串联电阻的直流侧电容故障诊断方法的正确性和有效性，基于图8单相PWM整流器主电路图搭建的实验硬件平台如图14所示，在此实验平台完成相关实验，实验平台参数与仿真模型参数一致。

图14 实验硬件平台实物图

Fig.14 The picture of laboratory hardware platform

3.1 单相PWM整流器IGBT实验

以负载功率P=3kW为例，通过在某时刻封锁IGBT脉冲，模拟设置IGBT开路故障。图15～图17分别为IGBT正常时、故障时和故障后输入电流实验波形。实验决策阈值ε =0.4（代表对故障的认定更严格）。

根据单相PWM整流器IGBT故障时的实验结果，通过采集一个周期的输入电流数据，结合单相PWM整流器IGBT故障诊断流程，得到单相PWM整流器IGBT故障时的证据融合结果见表9。

从表9可知，当单相PWM整流器IGBT正常

图15 单相PWM整流器IGBT正常时输入电流波形 Fig.15 The input current waveform of single-phase PWM

rectifier when IGBT is normal

（a）S1管故障时 （b）S2管故障时

图16 单相PWM整流器IGBT故障时输入电流波形 Fig.16 The input current waveforms of single-phase

PWM rectifier when IGBT failure

（a）S1管故障后 （b）S2管故障后

图17 单相PWM整流器IGBT故障后输入电流波形 Fig.17 The input current waveforms of single-phase

PWM rectifier after IGBT failure

表9 单相PWM整流器IGBT故障时证据融合结果 Tab.9 Fusion results when IGBT failure of single-phase

PWM rectifier

开关管开路故障时

故障特征 前半周期 后半周期 小波能量度

0.491 6 0.508 4 无故障

小波奇异度 0.504 7 0.495 3 证据融合 0.496 4 0.503 6 小波能量度

0.969 5 0.030 5 S1

小波奇异度 0.858 4 0.141 6 证据融合 0.994 8 0.005 2 小波能量度

0.043 8 0.956 2 S2

小波奇异度 0.301 3 0.698 7 证据融合 0.019 4 0.980 6 小波能量度

0.015 3 0.984 7 S3

小波奇异度 0.1 8 0.835 2 证据融合 0.003 1 0.996 9 小波能量度

0.970 3 0.029 7 S4

小波奇异度 0.846 3 0.153 7 证据融合

0.994 5

0.005 5

254

电 工 技 术 学 报 2019年6月

时，前后半周期证据融合结果比较接近，根据诊断决策可判定无故障发生；当单相PWM整流器IGBT故障时，前后半周期证据融合结果相差较大，差值大于阈值0.4，根据诊断决策可判定有IGBT故障，再根据故障相电流均值正负进一步定位故障对管。

根据单相PWM整流器IGBT发生故障后的实验结果，通过采集一个周期的输入电流数据，结合单相PWM整流器IGBT故障诊断流程，得到单相PWM整流器IGBT故障后证据融合结果见表10。

表10 单相PWM整流器IGBT故障后证据融合结果 Tab.10 Fusion results after IGBT failure of single-phase

PWM rectifier

开关管开路故障后

故障特征 前半周期 后半周期小波能量度

0.990 8 0.009 2 S1

小波奇异度 0.838 4 0.161 6 证据融合 0.998 2 0.001 8 小波能量度

0.123 3 0.876 7 S2

小波奇异度 0.420 5 0.579 5 证据融合 0.092 6 0.907 4 小波能量度

0.055 3 0.944 7 S3

小波奇异度 0.275 1 0.724 9 证据融合 0.021 7 0.978 3 小波能量度

0.9 0 0.011 0 S4

小波奇异度 0.822 2 0.177 8 证据融合

0.997 6

0.002 4

从表10知，当单相PWM整流器IGBT发生故障后，前后两个半周期证据融合结果相差较大，差值大于阈值0.4，根据诊断决策可判定有IGBT故障，再根据故障相电流均值正负进一步定位故障对管。

针对本文所提出的基于小波变换和D-S证据理论相结合的单相PWM整流器IGBT故障诊断方法，通过采集输入电流数据完成实验研究。结果表明，实验条件下根据单相PWM整流器IGBT诊断方法判定的IGBT健康状态与仿真结果保持一致，验证了仿真和实验条件下提出的IGBT故障诊断方法的正确性和有效性。 3.2 直流侧电容实验

在实验平台中，电解电容的研究对象为单相PWM整流器直流侧电容，其型号为“jianghai-CD137- 400V-8200μF-12mΩ”，实验中电容电压即为中间直流侧电压。电容电流测点示意图如图18所示，负载功率P=6kW、开关频率frec=1 250Hz电容电压电流实验波形及其FFT分析波形如图19所示。

图18 电容电流测点示意图

Fig.18 The testing point picture of capacitance current

（a）电容电压波形

（b）电容电流波形

（c）电容电压FFT分析波形

（d）电容电流FFT分析波形

图19 负载功率P=6kW，开关频率frec=1 250Hz

电容电压电流实验波形及其FFT分析波形

Fig.19 The experimental waveforms and FFT waveforms of capacitor voltage and current when P=6kW, frec=1 250Hz

第34卷增刊1

刘建强等 单相PWM整流器IGBT及直流侧电容故障诊断方法 255

采集实验电容电压、电容电流数据并做FFT分析，取5kHz电容电压、电容电流谐波分量推导ESR，实验统计结果见表11。

表11 电容实验统计结果（ESR=18mΩ） Tab.11 Capacitor experimental results

等效串联电阻ESR/mΩ

frec/Hz P/kW

1 2 3

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3

17.92

0.4

17.83

0.94

18.23

1.3 500 6 17.32 3.78 19.04 5.78 17.31

3.83

从表11所示的直流侧电容实验统计结果表明，采用5kHz的谐波电压和谐波电流分量推导的等效串联电阻值与实验电容等效串联电阻实际值基本吻合，准确性较高，误差在10%以内，验证了在实验条件下所提出的直流侧电容故障诊断方法的正确性和有效性。

针对本文所提出的基于等效串联电阻的直流侧电容故障诊断方法，通过采用5kHz电容电压和电容电流谐波分量推导等效串联电阻ESR，完成实验研究。结果表明，实验和仿真条件下测得的等效串联电阻ESR都能够正确表征电容的健康状态，实验和仿真结果一致，测量误差都在10%以内，验证了仿真和实验条件下所提出的直流侧电容故障诊断方法的正确性和有效性。

4 结论

为了实现列车单相PWM整流器故障诊断和在线监测，本文针对单相PWM整流器IGBT元件，利用小波变换的时频特性和证据融合的聚焦作用，提出了基于小波变换和D-S证据理论相结合的IGBT故障诊断方法，此方法能够在IGBT故障后一个基波周期内实现故障对管的准确定位；针对直流侧电容元件，利用电容等效电路的阻抗特性，提出了基于等效串联电阻的直流侧电容故障诊断方法，此方法通过实时监控等效串联电阻值的变化情况，在故障发生时能够立即对故障电容进行诊断。在所搭建的仿真模型和实验平台上对所提出的方法进行了仿真和实验验证，仿真和实验结果表明，本文所提出的故障诊断方法能够准确地判断出单相PWM整流器IGBT、直流侧电容两大关键部件的健康状态，提高了单相PWM整流器故障诊断的准确性与有效性。

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作者简介

刘建强 男，1981年生，教授，研究方向为电力电子与电力传动。 E-mail: liujianqiang@bjtu.edu.cn（通信作者）

刘传铎 男，1994年生，硕士研究生，研究方向为电力电子与电力传动。

E-mail: 171214@bjtu.edu.cn

（编辑 陈 诚）